Jeg anbefaler at artikkelen impedanstilpasning av rørforsterkere til høyttalere leses først. Det vil gi litt nyttig grunnleggende kunnskap om emnet.

I denne artikkelen vil jeg gi noen flere formler og forklaringer om dette emnet, som ikke ble presentert i den første artikkelen.

Mye av det som er skrevet her vil også være gjeldende for push-pull utgangstrinn.

Single ended trinn er alltid klasse A, alt annet ville gi veldig mye forvregning.

I denne artikkelen vil jeg ta for meg klasse A-trinn der det ikke går noen gitterstrøm, det vil si at toppene til inngangssignalet alltid vil være mindre enn den negative gitterspenningen. Dette kalles klasse A1.

Jeg bruker alltid Za for rørets belastning i et utgangstrinn, dette er fordi belastningen til et utgangstrinn er en høyttaler og ikke en motstand. Lasten er alltid en impedans som består av induktiv og kapasitiv belastning i tillegg til en viss resistiv belastning. Jeg bruker også ri for rørets indre motstand, det kalles i mange bøker ra (anodemotstand (Europa)) eller rp (platemotstand (US)).

La oss starte med anodeeffektiviteten:

Det er et mål på  hvor mye av effekten fra strømforsyningen vi faktisk får ut av trinnet som signal effekt, resten vil stort sett utstråles som varme. Det er en formel for dette, formelen forutsetter at  belastningen er en ren motstand:

Dette er en veldig enkel formel, Po er signal effekt ut til lasten, og Pin er effekt levert fra strømforsyningen og 100 gir oss resultatet i %. Den teoretiske maksimale virkningsgraden for et klasse A1-trinn er 50 %, og det er en virkningsgrad vi aldri vil oppnå i praksis.

Maksimal effektivitet til et triode klasse A1-trinn er omtrent 25 prosent, og det nås sjelden, men et sted mellom 15 og 25 % er realistisk å nå. Det som begrenser oss er at vi sjelden vil bruke hele lastlinjens lengde på grunn av krumningen av karakteristikkene, det vil føre til alvorlig forvrengning.

Maksimal effekt fra en pentode eller en beamtetrode er en annen historie. Disse rørene er mer effektive enn trioder på grunn av formene til deres Va – Ia-kurver. Null-forspenningspunktet på pentodekarakteristikkene er mye nærmere aksen for null volt på anoden, og tillater oss dermed å operere nærmere 0 volt på anoden uten alvorlig forvrengning, sammenlignet med en triode. Disse  rørene kan vi oppnå en effektivitet på  på 35 – 45 % for et SE klasse A1-trinn. Og hva betyr det, for en triode med tillatt anodestap på 15 w, er det meste vi kan få ut av den 25 %, som er omtrent 3,5 watt, men for en pentode med 15-watts anodestap kan vi oppnå nesten 6,5 watt.

Optimal belastning for utgangsrør, og litt om forvrengning:

Single ended triode utgangs trinn.

Forvrengningen i en klasse A triodeforsterker er nesten utelukkende 2 harmonisk. Et kompromiss mellom maksimal effekt og forvrengning kan oppnås ved nøye valg av belastningsimpedans (Za) og arbeidspunkt for røret. Som en generell regel vil den beste belastningen for et triode-effekttrinn være omtrent når Za = 2 x ri. Kurvene i figuren nedenfor illustrerer hvordan forvrengningen, utgangseffekten og forholdet mellom Za/ri er relatert for en typisk single ended klasse A forsterker.

I alle utgangs rør, vel egentlig alle rør, vil man oppnå maksimal effekt ut når Za = ri, men med en triode vil ikke dette gi oss det vi kan kalle » maksimale uforvrengte effekt», det vil man som regel oppnå når Za er omtrent 2 x ri. Utgangs effekten når Za er 2xri, vil være i størrelsesorden 90% av det absolutte maksimum (Za=ri) så vi mister kun ca 10% av deffekten på bekostning av  mye mindre forvrengning. Hvis du mener at dette ikke stemmer med kurvene i figuren under, husk at disse er tegnet for et spesifikt forvrengningsnivå.

 

Figuren viser oss at for en gitt verdi av forvrengning oppnås maksimal utgangseffekt når belastningsimpedansen, Za, er omtrent lik 2 x ri. Det valgte arbeidspunktet er også viktig for valg av lastimpedans. De beste driftsforholdene for røret kan man finne  ved å gjøre en serie grafiske eksperimenter.

For ønsket forsyningsspenning, som skal være lik eller mindre enn maksimal anodespenning for røret, finner vi på karakteristikkene anodestrømmen som gir oss maksimalt tillatt anodetap. I figuren under er dette punkt 0a, på dette punktet er ri 2250 ohm. For å illustrere hvordan ut effekten varierer med valgt forhold Za/ri, er det tre lastlinjer i figuren. Lastlinje A er trukket gjennom punkt 0a for Za = 2250 ohm, det vil si Za/ri=1. Lastelinjene B og C er tegnet for Za/ri=2. Lengden på lastlinjene viser anodestrømmen og spenningsvariasjonen som vil gi ca 5 % forvrengning. Det fremgår av tegningen at lastlinjene B og C, hvor Za/ri er 2, gir de største strøm- og spenningsvariasjonene, og dermed mest effekt. Lastelinje C har et arbeidspunkt som ligger litt lavere enn oppgitt maksimum for røret, men gir oss likevel nesten samme ut effekt som lastlinje B, og gjør vi noen beregninger vil vi se at vi også oppnår  litt bedre virkningsgrad enn lastlinje B. Av denne grunn kan det noen ganger kan det være ønskelig å velge et arbeidspunkt  som ligger litt lavere enn den maksimale verdien, det vil også gi røret noe mindre belastning  og i de fleste tilfeller gjøre levetiden noe lengre.

Konklusjonen for et triode utgangstrinn  når det gjelder optimal belastningt er at vi den skal være omtrent 2 ganger den indre motstanden (ri, ra eller rp) ved arbeidspunktet. Og husk, selv om den interne motstanden varierer med anodestrømmen, er variasjonene relativt små i  området rundt arbeidspunktet, for et klasse A1 SE utgangstrinn.

Single ended pentode utgangstrinn:

La oss nå se på pentode/beam-tetrode-single ended utgangstrinn, det er på mange måter en helt annen historie. Jeg vil bruke 6L6 beam tetrode som eksempel, fordi det er mye data tilgjengelig for dette røret.

Hovedfordelen med å bruke pentoder og beam-tetroder i stedet for trioder i et single ended utgangstrinn er at vi kan få høyere effektivitet og samtidig bruke mindre signalspenning på gitteret for samme utgangseffekt. Som nevnt før: Null bias punktet på pentodekarakteristikkene er mye nærmere aksen for null volt på anoden, og tillater oss dermed å operere mye nærmere dette punktet på anoden uten alvorlig forvrengning, sammenlignet med trioden. Figuren nedenfor viser typisk oppførsel for en pentode/beam-tetrode når den brukes som et SE utgangstrinn. Dette er veldig forskjellig fra kurvene for forvrengning, utgangseffekt og belastnings kurvene for en triode vist ovenfor.

Utgangs- effekt kurven viser oss at maks effekt ut er når belastningen er ca: ri/6. Minimum forvrengning oppstår ved en litt lavere belastnings impedans. Pentode klasse A1-trinn har mer forvrengning enn et tilsvarende triode-trinn, dette er primært på grunn av 3. Harmonisk forvrengning, spesielt når man opererer rundt området med maksimal effekt. Dette kan begrenses ved nøye valg av arbeidspunkt og belastning. Litt  på bekostning av noe mindre effekt. Et generelt forhold for den optimale belastningen til en pentode eller beam-tetrode kan uttrykkes som:

Som betyr at belastningen bør være ett sted mellom ri/12 og ri/6. 

Som vist i figuren over vil endring av lasten også gjøre en stor endring i forvrengningen, ikke bare i THD men også i spekteret av forvrengningen, med en belastning på ri/6 er forvrengningen hovedsakelig 3 harmoniske. Men når vi tar det helt ned til ri/12 domineres forvrengningen av de 2 harmoniske, og thd stiger fra ca 8 % til nesten 12 . Ri/6 anses å være nesten den optimale belastningen for en 6l6 single ended forsterker, i hvert fall når det kommer til maksimal effekt, og ri/12 er nok litt vel hard belastning på røret, men ved å bruke en belastning som er forskjellig fra ri/6 kan vi fortsatt få lav forvrengning, og vi kan endre belastningen slik at ferkvens spektret til forvregningen endres betydelig, og med det  endre lyden til forsterkeren betraktelig.

Den optimale verdien for Za kan finnes ved å lage en AC-lastlinje som går gjennom arbeidspunktet, bestemt av maksimal anodespenning, anodetap og kneet til null-kurven for gitterspenningen. Et eksempel er vist i figuren nedenfor.

Det er også en annen måte å gjøre dette på, jeg vil kort forklare hvordan:

Når det gjaldt  trioden så vi at faktoren Za/ri spiller en avgjørende rolle. Med pentoder/beam-tetroder er vg-kurvene nesten horisontale og det indikerer at den indre motstanden, ri, må være  mye høyere enn lastmotstanden Za. Dette forteller oss at faktoren Za/ri er ubrukelig for pentoder. Det er mulig å bruke pentodens DC indre motstand (Ri) i denne typen beregninger, Za/Ri bør for en praktisk pentode ha en verdi på 0,75 til 1,00 ganger Ri i arbeidspunktet. ( 1 er for en teoretisk perfekt pentode).

Disse beregningene er relativt enkle, først må vi finne DC indre motstand ved arbeidspunktet. Dette er indikert med de røde linjene i 6l6-karakteristikkene ovenfor. Arbeidspunktet er ved Ia 0 = 76 mA og anodespenningen er på 250 volt. Dette gir oss en intern DC-motstand på:

Hvilket gir oss en indre likespennings motstand på 3289 ohm, ganske nært de verdiene for reflektert impedans som er vanlig og bruke på en 6L6 basert SE forsterker, ca: 3000 til 3500 ohm. Men la oss regne ut Za ved å bruke faktoren nevnt ovenfor, som tidligere sagt bør denne være mellom 0,75 til 1,0 ganger Ri, her kan vi regne med forskjellige faktorer, og plotte dette inn i karakteristikkene for å finne hvilken faktor som gir oss maksimal effekt ut, og så lite forvrengning som mulig. Men jeg skal ikke gjøre det her, jeg tar en «shortcut» som følger:

Faktoren 1 er for en ideell pentode, og hvis vi bruker den verdien, vil den være innenfor grensene (ri/12 – ri/6) satt ovenfor, men siden røret ikke er perfekt kan vi anta at faktoren bør være under det . 0,9 er et godt utgangspunkt siden dette er en beam-tetrode. Da bør Za være:

Og dette er innenfor grensene satt ovenfor (ca. ri/7,6)

(Hvis jeg brukte en pentode ville jeg gått for en faktor på 0,85)

Vi bør også ta forholdsregler for å unngå for stor skjermgitterstrøm/effekttap. Skjermgitterets effekttap er lik produktet av gjennomsnittlig skjermgitter strøm og skjermgitter spenningen. så over til en annen sak, som har med utgangstranformatoren og gjøre:

Transformatoren, og hvorfor primærsiden skal ha høy induktiv verdi.

Vi har vel alle som har holdt på med dette en stund hørt at primærsiden til en utgangstransformator bør ha en relativt stor induktiv verdi, uttrykt i Henry (H), for å gi en god lavfrekvensrespons, men hvorfor er det slik?

Dette handler om transformatoren, og gjelder enten du bruker triode eller pentode i utgangstrinnet, og også for push-pull trinn.

Jeg skal prøve å forklare dette ved å bruke figuren nedenfor:

Figuren viser en triode koblet til en høyttaler ved hjelp av en transformator, og belastningen til røret blir da:

Hvor N er omdreiningsforholdet til transformatoren. Denne lasten er vist med stiplede linjer på tegningen ovenfor. Tegningen viser også at denne motstanden er parallelt med primærviklingen. Enhver spole eller transformatorvikling har en induktiv reaktans Xp som er avhengig av frekvensen, og verdien av spolen, Lp på tegningen. For å sikre at belastningen som presenteres for røret er nær den reflekterte impedansen Za, må den induktive reaktansen, Xp, ha en høy verdi slik at ikke parallellkoblingen av de to blir en mye lavere verdi enn enn den reflekterte verdien Za.

Et eksempel vil gjøre dette lettere å forstå:

La oss si at transformatoren gir oss en reflektert last på 6600 ohm. Og transformatorens primærside har en verdi (Lp) på 15 H. La oss nå beregne reaktansen til primærviklingen ved 50 Hz:

Denne verdien vil da bli parallell koblet med den reflekterte impedansen på 6600 ohm, den resulterende belastningen ved 50 Hz vil da bli:

Den effektive belastningen vil være mindre enn halvparten av den reflekterte og ønskete verdien. Dette vil gjøre at responsen ved de lave frekvensene faller betraktelig, og på grunn av at røret får en mye større belastning.  Den induktive reaktansen øker med frekvensen, i dette tilfellet vil den være 376 991 ohm ved 4000 Hz, og vil ikke være problematisk ved den frekvensen.

La oss se hva som skjer hvis vi øker induktansen til 88 H:

Og parallellkoblingen blir da:

Dette er et mye bedre resultat og viser oss at frekvensresponskurven fortsatt vil falle litt, men dette vil trolig være en akseptabel respons.

Det er også en annen grunn til å bruke en stor induktans ved primæren, signalstrømmen i røret vil øke på grunn av den lave belastningen, og den kan til og med øke utover den maksimalt tillatte anode strømmen for røret  Dette vil redusere levetiden, og det kan også være årsaken til amplitydeforvrengning.

Men det er mange hensyn å ta når du velger en utgangstransformator, den primære induktansen er bare en av dem. Transformatoren vil alltid være et kompromiss mellom mange parametere, men det hører ikke hjemme i denne artikkelen

.